1 ofdm基本原理

　　正交频分复用ofdm(orthogonal frequency division multiplexing)是一种正交多载波调制mcm方式。在传统的数字通信系统中，符号序列调制在一个载波上进行串行传输，每个符号的频率可以占有信道的全部可用带宽。ofdm是一种并行数据传输系统，采用频率上等间隔的n个子载波构成。它们分别调制一路独立的数据信息，调制之后n个子载波的信号相加同时发送。因此，每个符号的频谱只占用信道全部带宽的一部分。在ofdm系统中，通过选择载波间隔，使这些子载波在整个符号周期上保持频谱的正交特性，www.16sheji8.cn各子载波上的信号在频谱上互相重叠，而接收端利用载波之间的正交特性，可以无失真地恢复发送信息，从而提高系统的频谱利用率。图1给出了正交频分复用ofdm的基本原理。考虑一个周期内传送的符号序列(do，d1，…，dn-1)每个符号di是经过基带调制后复信号di=ai jbi，串行符号序列的间隔为△t=l／fs，其中fs是系统的符号传输速率。串并转换之后，它们分别调制n个子载波(fo，f1，…，fn-1)，这n个子载波频分复用整个信道带宽，相邻子载波之间的频率间隔为1／t，符号周期t从△t增加到n△t。合成的传输信号d(t)可以用其低通复包络d(t)表示。

　　
　　其中ωi=-2π·△f·i，△f=1／t=1／n△t。在符号周期[o，t]内，传输的信号为d(t)=re{d(t)exp(j2πfot)}，0≤t≤t。
若以符号传输速率fs为采样速率对d(t)进行采样，在一个周期之内，共有n个采样值。令t=m△t，采样序列d(m)可以用符号序列(do，d1，…，dn-1)的离散付氏逆变换表示。即
　

　　
　　因此，ofdm系统的调制和解调过程等效于离散付氏逆变换和离散付氏变换处理。其核心技术是离散付氏变换，若采用数字信号处理(dsp)技术和fft快速算法，无需束状滤波器组，实现比较简单。

2 电力线数传设备硬件构成

　　电力线数据传输设备的硬件框图如图2所示。

2. 1 数字信号处理单元tms320vc5402

　　用数字信号处理的手段实现modem需要极高的运算能力和极高的运算速度，在高速dsp出现之前，数字信号处理只能采用普通的微处理器。由于速度的限制，所实现的modem最高速度一般在2400b／s。自20世纪70年代末，intel公司推出第一代dsp芯片intel 2920以来，近20年来涌现出一大批高速dsp芯片，从而使话带高速dsp mcodem的实现成为可能。

　　tms320系列性价比高，国内现有开发手段齐全，自ti公司20世纪80年代初第一代产品tms32010问世以来，正以每2年更新一代的速度，相继推出tms32020、tms320c25、tms320c30、tms320c40以及第五代产品tms320c54x。

　　根据ofdm调制解调器实现所需要的信号处理能力，本文选择以tms320vc5402作为数据泵完成fft等各种算法，充分利用其软件、硬件资源，实现具有高性价比的ofdm高速电力线数传设备。

　　tms320c54x是ti公司针对通信应用推出的中高档16位定点dsp系列器件。该系列器件功能强大、灵活，较之前几代dsp，具有以下突出优点：
　　◇速度更快(40～100 mips)；
　　◇指令集更为丰富；
　　◇更多的寻址方式选择；
　　◇2个40位的累加器；
　　◇硬件堆栈指针；
　　◇支持块重复和环型缓冲区管理。

2. 2高频信号处理单元

　　主要实现对高频信号的放大、高频开关和线路滤波等功能，并最终经小型加工结合设备送往配电线路。信号的放大包括发送方向的可控增益放大(前向功率控制)，接收方向agc的低噪声放大部分。其中高频开关完成收发高频信号的转换，实现双工通信。同时使收发共用一个线路滤波器，这样可以节省系统成本。 2．3 rs一232接口单元

　　用户数据接口采用rs一232标准串行口。串口的数据中断采用边沿触发中断，串口中断程序完成用户数据的发送与接收。将接收到的用户数据暂存到cpu的发送缓冲区中，等到满一个突发包时就发送到dsp进行处理。

3 参数设计

3．1保护时间的选择

　　根据ofdm信号设计准则，首先选择适当的保护时间，△=20μs，这能够充分满足在电力系统环境下，ofdm信号消除多径时延扩展的目的。

3．2符号周期的选择

　　t>200 μs，相应子信道间隔，f<5khz，这样在25khz带宽内至少要划分出5个子信道。另外子信道数不能太多，增加子信道数虽然可以提高频谱传输效率，但是dsp器件的复杂度也将增加，成本上升，同时还将受到信道时间选择性衰落的严重影响。因此，考虑在25khz的带宽内采用7个子信道。

3. 3子信道数的计算
子信道间隔：

　　各子信道的符号周期：t=250μs

　　考虑保护时间：△=20μs，则有ts=t △=270μs
　　各子信道实际的符号率：
　　总的比特率：3.71kbps×25子信道×2b／symbol=185.5kb／s
　　系统的频谱效率：β=185.5kbps／100khz=1.855bps／hz<2bps／hz

　　可以看出，这时系统已经具有较高的频谱效率。25路话音信号总的速率与经串并变换和4psk映射后的各子信道上有用信息的符号率相比，每个子信道还可以插入冗余信息用于同步、载波参数、帧保护和用户信息等。需要指出的是：

　　①由于ofdm信号时频正交性的限制条件，在此设计中尽管采用了25个子载波并行传输也只能传25路语音。如果要传8路语音，经串并转换和16qam映射后，各个子信道上有用信息的符号率为1.855bps／hz，最多还可以插入的冗余信息为o.145bps／hz，在实际传输中这是很难保证的传输质量的，因此该设计相对于m-16qam采用4个子载波传输6路话音并不矛盾。

　　②在此设计中，为冗余信息预留了较多的位，其冗余信息与有用信息的比值为0.59，大于iden系统的0.44。这是考虑到ofdm信号对于载波相位偏差和定时偏差都较为敏感，这样就可以插入较多的参考信号以快速实现载波相位的锁定、跟踪及位同步；另一方面对引导符号间隔的选择也较为灵活，在设计中选择引导符号间隔l=10。

　　③ofdm信号调制解调的核心是dft／idft算法。目前，普遍采用dsp芯片完成dft／idft，因此有必要对设计所需的dsp性能进行估计。根据设计要求，至少要能在250μs内完成32个复数点的fft运算。我们知道，n个复数点的fft共需要2nlog2 n次实数乘法和3nl0g2 n次实数加法。假设实数乘法和实数加法都是单周期指令，以32个复数点为例，这样共需要800个指令周期，即20μs，因此采用tms320vc5402能够满足设计要求(tms320vc5402的单指令周期为10ns)。

　　综上所述，ofdm数传设备参数如表l所列。

4 软件构成

　　上面确定了ofdm数传设备的主要参数及算法，下面说明用tms320vc5402实现的软件设计及流程，如图3所示。

4. 1 调制部分的软件设计

　　此程序作为子程序被调用之前，要发送的数据已经被装入数据存储器，并将数据区的首地址及长度作为入口参数传递给子程序。程序执行时，首先清发送存储器，然后配置ad9708的采样速率，之后允许串行口发送中断产生，使中断服务程序自动依次读取发送存储器中的内容，送入ad9708变换成模拟信号。之后程序从数据存储器读取一帧数据，经编码，并行放入ifft工作区的相应位置，插入导频符号并将不用的点补零。随后进行ifft，ifft算法采用常用的时域抽点算法dit，蝶形运算所需的wn可查n=512字的定点三角函数表得到。由于tms320vc5402的数值计算为16位字长定点运算方式，所以ifft采用成组定点法，既提高了运算精度又保证了运算速度。然后对ifft变换后的结果扩展加窗，并将本帧信号的前扩展部分同上帧信号的后扩展部分相加，加窗所需窗函数可查表得到。窗函数存放在窗函数表中，是事先利用c语言浮点运算并将结果转换为定点数存放在表中的。

　　经实测，从读取串行数据到加窗工作完成最多占用75个抽样周期(75×125μs)的时间，而发送一帧信号需512 32=544个抽样周期(544×125μs)。这说明c5402的运算速度足够满足需要。

　　当上一帧信号发送完毕，程序立即将以处理好的本帧信号送入发送存储器继续发送，并通过入口参数判断数据是否发送完毕。

4. 2 解调部分的软件设计

　　用tms320vc5402实现的流程分同步捕捉及解调两个阶段。同步捕捉阶段执行时，首先清接收存储器，配置ad9057的采样速率，然后开串行口接收中断，使接收中断服务程序接收来自ad9057的采样数据并依次自动存入接收存储器。

　　每得到一个新的样点，程序先用dft的递推算法解调出25路导频符号，并对导频均衡。之后分别同参考导频符号矢量600h j600h进行点积，这里用导频符号矢量的实部与虚部的和代替点积，即可反映相关函数的规律，以简化运算。求得25路导频与参考导频的相关值后暂时保存，并分别与前一个样点所保存的各导频相关值比较(相减)，用一个字节保存比较结果的正负号(每路导频占1bit)。在处理前一个样点的过程中，也用一个字节保存它同其前一样点的导频相关值比较的正负号。对这两个字节进行简单的逻辑运算，即可判断出各导频是否在前一个样点处出现峰值。倘若25路导频中有20个以上的导频同时出现峰值，则认为该样点以前的n=512个样点即为捕捉到的一帧信号，程序进入解调阶段；否则等待接收新的采样点继续进行同步捕捉。

　　解调阶段首先对捕捉到的帧信号进行实信号的fft变换，仍然采用成组定点法，之后进行均衡。然后利用导频算出本地抽样时钟的延迟τ，在计算中应尽量避免出现除法，可将常数分母取倒数后提前算出，作为乘法的系数。为了保证其后二维agc的精度，计算中τ精确到o.1μs。接下来根据τ调整抽样时钟，程序将调整量通知串行口发送中断服务程序后，继续执行二维agc，而由中断服务程序在每次中断响应时间发布命令，每次可以调整下一采样时刻提前(或落后)1μs。

　　二维agc分两步进行。首先根据τ对均衡后的调制矢量进行相位校正，这里需要利用fft变换所使用的512字的三角函数表，用一个指针指向三角函数表的表头，根据τ及三角函数表角度间隔算出多少路子信道才需要将指针下移一格，通过这种查表的方法可以简洁地确定各子信道的校正量。经相位校正后，即可利用导频进行幅度校正。

　　接下来经判决，并／串变换及解码即可解调出本帧数据。然后对均衡器的权值采用lms算法进行调节。程序通过对这部分信号进行简单的幅值门限分析，很容易判断出是否收到了信号。若有则继续接收；否则结束返回。

结语

　　本文介绍了ofdm技术的基本原理，叙述了基于ofdm技术的电力线数传通信设备的软硬件设计，给出了此设计的具体参数。